第5回 群馬・栃木支所合同研究発表会
宇都宮大学 工学部
2015/03/02
複素ΔΣ変調器による高周波信号生成方式の検討
◎村上正紘 小林春夫(群馬大学)
Kobayashi Lab. Gunma University
OUTLINE
‣ 研究背景
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DA 変調器
‣ アップコンバージョン
‣ まとめ
2 /40
OUTLINE
‣ 研究背景
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DA 変調器
‣ アップコンバージョン
‣ まとめ
3 /40
12
4 /40
研究背景
TST2
12
TST2
テスト品質のトレードオフ
半導体の
Cost
of Test Cost of Test
テストコスト
微細化・複雑化
Cost of
Shipping Defects
Cost
of Shipping
Defects
不良品を処理するコスト
Cost
Cost
コ
ス
ト
品質維持のための
テストコスト
増
高
Figure TST2
DPM
DPM
不良率
低
from ITRS2007
Quality Trade-offs: An Arbitrary Example to Illustrate the Trade-o
DPM
DPM”
Figure TST2 かつ
Quality高品質テスト
Trade-offs: An Arbitrary Example
to Illustrate the Trade-off
低コスト
の要求
DPM
テスト対象のアプリケーション
受信機
5 /40
+
+
テスト対象のアプリケーション
受信機
+
+
I信号, Q信号:互いに位相が90°異なる信号
6 /40
研究目的
S/Nの高い I-Q信号を低コストで生成
テスト
アプローチ
高S/N → デジタル技術導入
半導体の微細化
導入コスト:低
7 /40
8 /40
I,Q信号生成法
① アナログ手法
...1010
DSP
Digital
...1010
input
Digital
Digital
10∼14 bit
...1010
Digital
Digital
input
DAC
DAC
DAC
...0101
Digital
...0101
input
② デジタル手法(1)
...0101
DSP
DAC
Digital
...1010
Digital
input
...0101
DAC
DAC
1∼3 bit
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Analog
Analog
Real Real
Bandpass
Filter Filter
Analog
Bandpass
Analog
output
Real Real
Bandpass
Filter
Bandpass
Real
Filter
Bandpass Filter Analog
output
Real
Bandpass
Filter
Analog
Real
Bandpass Filter
Real
Bandpass Filter
Analog
output
③ デジタル手法(2)
Digital
...1010
DSP
1∼3 bit
...0101
Analog
DAC
Complex
Bandpass Filter
Digital Complex Bandpass
ΔΣ Modulator
input
DAC
Analog
output
Analog
output
9 /40
① アナログ手法
Analog
Digital
I
...1010
Digital
Digital
DSP Digital
input
10∼14 bit
10∼14 bit
DAC
DAC
...0101
DAC
DAC
Q
ナイキスト DAC
DAC
Analog
Real
Analog
Bandpass
Filter
Analog
output
Real Real
Bandpass Filter
Bandpass
Filter
Real
Real
Bandpass Filter
Bandpass Filter
Real
高サンプリング周波数・高分解能のDAC
DAC
Bandpass Filter
急峻なアナログフィルタ
が必要
②デジタル手法(1)
Analog
Digital
...1010
Digital
input
...0101
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real
Bandpass Filter
1∼3 bit DAC
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real
Bandpass Filter
Analog
output
デルタシグマ変調
ノイズシェープ
• 低オーバーサンプリング
• 1~3 bit DAC
構成簡単(低コスト)で高S/N
10 /40
11 /40
②デジタル手法(1)~出力パワー~
Analog
Digital
...1010
Digital
input
...0101
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real
Bandpass Filter
1∼3 bit DAC
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
信号
noise
−ωs /2
DAC
Real
Bandpass Filter
Power
Analog
output
信号
signal
量子化ノイズ
ωs /2
ω
②デジタル手法(1)~信号帯域~
Analog
Digital
...1010
Digital
input
...0101
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real
Bandpass Filter
1∼3 bit DAC
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
信号
noise
不使用帯域
−ωs /2
DAC
Real
Bandpass Filter
Power
Analog
output
信号
signal
量子化ノイズ
信号帯域
ωs /2
ω
12 /40
13 /40
②デジタル手法(2)~複素信号処理~
...1010
Digital
input
...0101
signal
Analog
Digital
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real Bandpass
ΔΣ Modulator
DAC
Real
Bandpass Filter
Real
Bandpass Filter
Power
noise
Analog
output
1∼3 bit DAC
−ωs /2
ωs /2
Power
Analog
Digital
...1010
...0101
ω
signal
noise
DAC
Complex
Bandpass Filter
Digital Complex Bandpass
ΔΣ Modulator
input
signal
signal
noise
Analog
output
DAC
1∼3 bit DAC
−ωs /2
信号帯域
ωs /2
ω
14 /40
SNDRの比較 ~なぜ複素を用いるのか~
SNDR | Signal to Noise and Distortion Ratio
100
Complex
SNDR [dB]
80
Real
signal
x
e
l
p
Real
Power
noise
m
o
C
signal
signal
noise
60
l
a
Re
40
−ωs /2
ωs /2
ω
20
0
1
2
3
4
n
5
6
Complex
OSR (2 )
Power
signal
noise
SNDR
15 dB
Complex > Real
−ωs /2
高品質な I,Q 信号
ωs /2
ω
15 /40
複素信号とは
実信号
Iin , Qin
複素信号
Iin + jQin
j = √-1
Complex signal processing is NOT complex. (K.Martin)
高性能化へのアプローチ まとめ
高性能
複素信号
w/ ΔΣ
実信号
w/o ΔΣ
16 /40
OUTLINE
‣ 研究背景
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DA 変調器
‣ アップコンバージョン
‣ まとめ
17 /40
複素バンドパスΔΣDACの構成
Iin
複素共振器
18 /40
EI
DAC
Iout
H(z)
DAC
Qin
Qout
EQ
Signal Transfer Function = 1
Power
量子化ノイズ
H(z)
Iout + jQout
ω
H(z)
=
(Iin + jQin )
1
1 + H(z)
1
+
(EI + jEQ )
0
1 + H(z)
Noise Transfer Function = 0
19 /40
2次複素マルチバンドパスデルタシグマDAC
cc
dd
IIin
in
aa
EE
II
bb
H(z)
H(z)
Qin
Q
in
Iout
Iout
DAC
DAC
DAC
QQ
QQ
out
out
H(z)
H(z)
aa
dd
DAC
DAC
DAC
I I
bb
EE
QQ
cc
0
0
-20
-20
Power [dB]
Power [dB]
Output spectrum
-40
-60
-80
-100
-120
-60
-80
-100
Single-band
-140
-0. 5 -0. 4 -0. 3 -0. 2 -0. 1 0 0. 1 0. 2 0. 3 0. 4 0. 5
N =1
-40
ωin /ωs
-120
Multi-band
-140
-0. 5 -0. 4 -0. 3 -0. 2 -0. 1 0 0. 1 0. 2 0. 3 0. 4 0. 5
N =4
ωin /ωs
NTFのゼロ点の位置(信号帯域)
COMPLEX
ω = 0に対して非対称
ωin / ωs
20 /40
NTFのゼロ点の位置(信号帯域)
COMPLEX
ω = 0に対して非対称
REAL
DCにゼロ点(ノッチ)
LowPass
High Pass
ωin / ωs
21 /40
22 /40
マルチトーン信号はなぜ必要か?(1)
相互変調ひずみ(IMD)の測定
POWER
f1 f2
3次IMD
ω
2f1
f2
2f2
f1
入力周波数 f1 ⇡ f2 のとき
3次IMD成分が信号帯域に入り込む
評価のために
高精度な2トーン信号が必要
23 /40
マルチトーン信号はなぜ必要か?(2)
GAIN
アナログフィルタのテスト
ω
Input
GAIN
複素バンドパス アナログフィルタ
Output
ゲイン特性をみる
ω
OUTLINE
‣ 研究背景
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DA 変調器
‣ アップコンバージョン
‣ まとめ
24 /40
テスト対象アプリケーションの拡張
ミキサ
生成したIQ信号
生成したIQ信号 → アップコンバージョン
アプリケーションの幅はさらに広がる
25 /40
被アップコンバージョンの波
複素デルタシグマ変調された信号
I:
Q:
sinc
補
間
Y
sinc
サンプリング周波数fs : 210
cos(sin)波周波数fin:257 ← fs/4に近い素数 サンプル数n : 210
26 /40
27 /40
デジタル値の補間 8clk-Hold
③
①
I:
⑦
補
間
Q:
②
①
sinc
Y
sinc
④
Hold(8clk)
1#
0.8#
③
1#
0.8#
0.6#
0.6#
0.4#
0.4#
0.2#
0.2#
0#
!0.2#
6#
8#
10#
12#
14#
16#
18#
20#
22#
24#
n
0#
!0.2#
!0.4#
!0.4#
!0.6#
!0.6#
!0.8#
!0.8#
!1#
!1#
50#
70#
90#
110#
130#
150#
170#
190#
n
DACの出力波形 ~0次ホールド~
28 /40
通常のDAC:0次ホールド
0次ホールドに近づけるために補間をする
(ホールドする点数は多いほどよい)
29 /40
DACの出力スペクトル ~イメージの発生~
(sinc効果はかかるが)イメージが発生
30 /40
DACの出力スペクトル ~イメージの発生~
sinc効果はかかるが、イメージが発生
フィルタを挿入
31 /40
フィルタの挿入
⑦
I:
Q:
③
①
⑤
⑨
補
間
②
sinc
Y
sinc
④
⑥
⑧
32 /40
キャリア波の生成 fs→8fs
⑦
I:
Q:
③
①
⑤
⑨
補
間
②
sinc
Y
sinc
④
⑥
⑧
サンプリング周波数fs : 210 cos(sin)波周波数fc : 105 - 1 = 99999
サンプル数n : 210
cos ωc (n) = cos(2*π*(fc/(8*fs))*n)
sin ωc (n) = sin(2*π*(fc/(8*fs))*n)
アップコンバージョン後の周波数
⑦
I:
Q:
③
①
⑤
⑨
補
間
②
sinc
Y
sinc
④
⑥
⑧
アップコンバージョン後の周波数 fup
fup ≡ fc - fin = 99999 - 257 = 99742
33 /40
34 /40
シミュレーション結果 ~パワースペクトラム~
信号
信号
0
-20
①
-40
-60
0
0.1
0.2
0.3
0.4
Power [dB]
① + j②
Power [dB]
0
-60
0.5
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.4
0.5
fin / fs
0
-20
⑤
-40
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
0.4
0.5
Power [dB]
Power [dB]
0
信号
0
-60
-40
fin / fs
信号
③
-20
-20
-40
-60
fs’= 8fs
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
35 /40
シミュレーション結果 ~⑨最終出力パワースペクトラム~
アップコンバージョン後の周波数(折り返し)
fup - 12*8fs = 1438
Power [dB]
0
-20
-40
-60
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
0.4
0.5
fs’= 8fs
36 /40
シミュレーション結果 ~⑨最終出力パワースペクトラム~
ノイズシェープの確認
Power [dB]
0
-20
-40
-60
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
0.4
0.5
fs’= 8fs
37 /40
シミュレーション結果 ~⑨最終出力パワースペクトラム~
被アップコンバージョンの信号が
Realデルタシグマ変調されたものとの比較
Power [dB]
0
Real ∆Σ
Complex ∆Σ
-20
-40
-60
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
0.4
0.5
fs’= 8fs
38 /40
シミュレーション結果 ~⑨最終出力パワースペクトラム~
被アップコンバージョンの信号が
Realデルタシグマ変調されたものとの比較
Power [dB]
⑨
0
Real ∆Σ
Complex ∆Σ
-20
-40
信号帯域でのノイズ→減少(5.1dBの改善)
-60
0
0.1
0.2
0.3
fin / fs’
0.4
0.5
fs’= 8fs
OUTLINE
‣ 研究背景
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DA 変調器
‣ アップコンバージョン
‣ まとめ
39 /40
まとめ
40 /40
‣ 通信用ICのテストのために、デジタル技術を利用した、
I,Q信号生成法を提案
‣ 複素マルチバンドパス ΔΣ DAC ‣ アップコンバージョン
多くのアプリケーションに対応した
低コスト・高品質な信号生成を実現
41 /40
Q&A
里 周二先生(宇都宮大学)
なぜ複素はゼロ点が半分に減るの?
→ 計算すればわかるが、簡単にいえばREALでは0としている
虚数部も考慮していて、同一帯域で情報が2倍になるから。
清水 隆志先生(宇都宮大学)
どのくらいの高周波まで使えるの?
→ アプリケーションによるが、
複素デルタシグマ変調ではMHzオーダー、
アップコンバージョンしてGHzオーダーを想定している。
→ ミリ波(30~300GHz)までできる?
→ アップコンバージョンはできるかもしれないが、
アナログフィルタが難しいかも。
以上
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村上正紘