クロスカップルキャパシタを用いた
60GHz CMOS差動電力増幅回路の研究
○浅田 大樹* ,松下 幸太** ,岡田 健一** ,松澤 昭**
*東京工業大学工学部電気電子工学科
**東京工業大学大学院理工学研究科
2010/03/01
Matsuzawa
Matsuzawa
Lab.
H. Asada, Tokyo Tech
& of
Okada
Lab.
Tokyo Institute
Technology
発表内容
•
•
•
•
1
研究背景と課題
クロスカップルキャパシタ
PAの設計手法
測定結果
2010/03/01
H. Asada, Tokyo Tech
Matsuzawa
Matsuzawa
Lab.
& Okada
Lab.
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of Technology
2
ミリ波帯の中でも特に60GHz帯は低電力ならば世界的に
100
無免許で使用することが可能
Attenuation [dB/km]
5um
研究背景
Available Frequency without License
America, Canada
Japan
Europe
57 58 59 60 61 62 63 64 65 66
Frequency [GHz]
10
1
0.1
0.01
10
[1] 総務省 電波利用HP
http://www.tele.soumu.go.jp/index.htm
電力増幅回路
送信信号を増幅
酸素と共振
20 30
60
100
200 300
Frequency [GHz]
[2] Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997
RF Front-end
目標出力:
[email protected]=13[dBm]
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CMOSの特徴
3
長所
・ディジタル回路と同じチップに混載できること
⇒コスト面での優位(最大の利点)
⇒ディジタルアシステッド技術の利用
・性能面の優位は、f T, fmaxが高いことだけ
短所
・耐圧が低い (微細化について低下)
・Passive素子のロスが大きい (微細化するとより悪化)
・ノイズが大きい
・微細化につれて製造コストが増加
・ゲインが低い (微細化するとより下がる)
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CMOSの課題
4
寄生容量
Max Gain[dB]
35
CGD
Im[Y12 ]

j
30
25
最大利得の
劣化
20
15
10
5
0
W=40um
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
60GHz帯では寄生容量の影響が大きくなり
最大有能電力利得が低下する。
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改善策
5
• カスコード
– ミラー効果を抑えることが可能
– 取れる電圧振幅が狭い
• クロスカップルキャパシタ[2]
– CGDを小さく見せることが可能
– 線形性が劣化する
– 極めて小さい容量のキャパシタが必要
本研究ではクロスカップルキャパシタの
詳細な考察・検討について報告する。
[2] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009
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発表内容
•
•
•
•
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研究背景
クロスカップルキャパシタ
PAの設計手法
測定結果
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クロスカップルキャパシタ
7
Cx
Vout+
Cx
Vout-
Vin
RS V CGD-Cx
x
CGS
Vout
gmVx
CDB
RD
Vin+ Vin-
クロスカップルキャパシタ
小信号等価回路(片側)
g m  CGD  CX s RD
Vout
( s)  
Vin
RS RDs 2  RS 1  g m RD CGD  CX   RSCGS  RD CGD  CX   CDB s  1
ただし  (CDB  CGS )CGD  CX   CDBCGS
クロスカップルキャパシタによって寄生容量を
打ち消しあい、利得を大きく出来る。
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シミュレーション方法
8
DC Cut
DC Feed
Port3
Port1
VGS
Cx
Cx
VDS
 Sdd

 Scd
Sdc 
  MSM 1
Scc 
Port4
Port2
 1 1

1 0 0
ただし M 
2 1 1

0 0

0 0

1  1
0 0

1 1 
• 差動回路のSパラメータを4portで求めMixed
Mode変換[3]することで差動成分と同相成分
に対する評価を別々に行うことが出来る。
• 回路素子はモデリングしたものを用いる。
[3]市川古都美, 市川裕一, “高周波回路設計のためのS パラメータ詳解,” CQ 出版, 2007
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最大有能電力利得の改善
9
Max Gain[dB]
35
30
w/o cross-coupled cap.
25
w/ cross-coupled cap.
20
15
10
5
0
Max Gain(Sdd)
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
クロスカップルキャパシタによって最大有能
電力利得が増加することを確認した。
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安定性の改善
10
0
5
StabFact.
S12[dB]
Stability Factor
w/o cross-coupled cap.
w/ cross-coupled cap.
-10
-20
-30
-40
4
w/o cross-coupled cap.
w/ cross-coupled cap.
3
2
1
-50
Sdd(1,2)
-60
0
0
20
40
60
80
100
Frequyency[GHz]
120
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
1  S11  S 22  S11S 22  S12 S 21
2
k
2
2
2 | S12 S 21 |
フィードバックが大きく低減されるため
安定係数を改善することが出来る。
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35
30
25
11
5
w/o cross-coupled cap.
StabFact.
Max Gain[dB]
同相成分への影響
w/ cross-coupled cap.
20
15
10
5
Max Gain(Scc)
0
0
20
40
w/o cross-coupled cap.
4
w/ cross-coupled cap.
3
2
1
StabFact.(Scc)
0
60
80
100
120
Frequency[GHz]
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
• 同相成分からは寄生容量が増えて見えるため最大利得
は下がる。
• 安定係数はあまり変化しない。
差動成分に対する性能だけを
高めることが出来る。
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伝送線路の影響
12
20
Vout+
Cx
Max Gain[dB]
Cx
Vout-
TL=50um
TL=100um
TL=150um
TL=200um
18
16
Max Gain(Sdd)
14
12
10
0
Tr.
Vin+ Vin-
2
4
6
8 10 12 14 16 18 20
Capacitance[fF]
実際のレイアウトで
はゲートとドレインを
繋ぐために伝送線路
が必要になる。
Cap.
TL
StabFact.
5
3
2
1
0
Tr.
TL=50um
TL=100um
TL=150um
TL=200um
4
StabFact. (Sdd)
0
2
4
6
8
10 12 14 16 18 20
Capacitance[fF]
伝送線路のインダクタンス成分により
最大値を得るキャパシタンスが小さくなる。
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発表内容
•
•
•
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研究背景
クロスカップルキャパシタ
PAの設計手法
測定結果
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トランジスタのサイズ決定
14
16
Max Gain
Max Gain[dB]
14
12
10
8
W=40um
W=60um
W=80um
W=120um
W=160um
6
4
2
0
0
モデル回路
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
シミュレーションと実測の結果を合わせる
ために回路素子のモデリングが必要。
トランジスタのサイズによって
最大利得は変化する。
• W=120um、160umのトランジスタは除外。
– 最大利得が低く消費電力が大きいため。
• 増幅器を3段構成とし、1段目と2段目には利得の高いW=40umと60umを
用い、3段目は大きな出力電力を得るためにW=80umを用いた。
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Transconductance[mS]
トランジスタのゲートバイアス決定
15
100
80
60
40
W=40um
W=60um
W=80um
20
0
0.5
gm
0.6
0.7
0.8
Gate Bias[V]
0.9
1.0
VDD=1.2V
• トランジスタのサイズによらずゲートバイアス0.8V
でgmは最大値を取る。
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デカップリングキャパシタの構造
16
• 低周波でのモデル
– 平面構造
– 集中定数として使用
⇒ 60GHz手前で自己共振
• ミリ波帯でのモデル
– インターディジタル型[4,5]
– L、Cを分散させ、共振周波数を高める
– 伝送線路としてモデリング
50W TL
MIM TL
高周波モデル
低周波モデル
[4] T. Suzuki, et al., ISSCC 2008.
[5] Y. Natsukari, et al., VLSI Circuits 2009.
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差動電力増幅回路
17
• 65nm CMOSプロセス
• 3段の差動増幅回路
• 1段目と2段目にクロスカップルキャパシタを使用
– 容量値は少し小さく設計した
– 出力電力の線形性が悪くなるため3段目には用いない
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発表内容
•
•
•
•
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研究背景
クロスカップルキャパシタ
PAの設計手法
測定結果
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チップ写真
19
DC supply
2nd stage
output
input
600um
1st stage
3rd stage
1010um
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電力利得の測定結果
20
30
Differential Mode Gain
Common Mode Gain
Gain[dB]
25
20
15
10
5
Power Gain
0
30
40
50
60
70
Frequency[GHz]
• 60GHzにおいて差動利得22.1dBを得た。
– 同相利得は11.2dBであった。
– 同相成分に対する整合が取れてしまったため同相利得を小さく抑え
ることが出来なかった。
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反射特性の測定結果
21
60GHz
60GHz
60GHz
60GHz
Sim.
Meas.
Sim.
Meas.
Sdd(2,2)
0
0
-2
-5
-4
-10
S22[dB]
S11[dB]
Sdd(1,1)
-6
-8
-10
Sim.
Meas.
-12
-15
-20
-25
Sim.
Meas.
-30
-14
-35
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
• 入力側でシミュレーションと実測の結果が大きくずれてしまった。
– トランジスタや伝送線路のモデルに原因?
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出力電力特性のSim.結果
22
25
14
Pout
Gain
PAE
20
15
10
5
12
10
P1dB
8
6
[email protected]
0
4
-5
2
-10
0
-25 -20 -15 -10
-5
0
5
10
1dB利得圧縮点における出力電力P1dBは10.3dB、
電力付加効率PAEは5.56%をシミュレーションで確認した。
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安定係数の測定結果
StabFact.
100
23
StabFact.(Sdd)
80
60
40
Sim.
Meas.
20
0
0
20
40
60
80
100
120
Frequency[GHz]
• 実測では安定係数が下がり、条件安定になる周波数が確認
された。
– キャパシタのばらつきによる変動が大きい。
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結果比較
24
ISSCC
2009[6]
ISSCC
2010[7]
This
Work
CCC
Combine
CCC
Power Gain[dB]
16
18.4
22.1
P1dB[dBm]
4.5
15.4
10.3
[email protected][%]
4.5
7
5.56
VDD[V]
1.0
1.0
1.2
Power[mW]
50
480
180
Topology
[6] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009
[7] Jie-Wei Lai, et al., ISSCC 2010
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結論
25
• クロスカップルキャパシタを用いることで最大
有能電力利得と安定係数が改善されることを
示した。
• 60GHz電力増幅回路を試作、測定し、電力
利得22.1dBを達成した。また1dB利得圧縮
点出力電力10.3dBm、電力付加効率5.56%
をシミュレーションで確認した。
• 今後の課題
– 線形性の改善
– 出力電力の合成
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26
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ゲート-ドレイン間容量
27
CGD
Im[Y12 ]

j
• トランジスタのサイズに比例してCGDは増加する。
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回路図
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シミュレーションとの比較
29
30
Diff. gain(Sim.)
Gain[dB]
25
Diff. gain(Meas.)
Common gain(Sim.)
20
Common gain(Meas.)
15
10
5
0
0
20
40
60
80
100
Frequency[GHz]
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整合回路
30
120um
トランジスタの出力電力を最大にするような出力側インピーダンス
Z OPT を決定
トランジスタの出力側インピーダンスが50Ωから Z OPTになるよう伝
送線路の幅と長さを調整して最適な整合回路を挿入する。
整合回路
アンテナ
ロードプル解析を行って最適な負荷を求め、
その負荷に合うように整合回路を決定する。
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モデリングの必要性
31
L,Cを用いてマッチングをとる
寄生成分
L
C
寄生成分のLとCはとても小さいが、ミリ波帯では周波数が非常
に高いため、L と C の影響が無視できなくなってしまう。
理想的な線路でなく、
伝送線路としてモデリ
ングする必要がある。
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デカップリングキャパシタのモデリング 32
• MIM-TL、TL、パッドから成るTEGを試作
– 測定データよりPADの成分を引く
– TLのモデルより伝送線路部分を引く
• そのデータと合うようにMIM-TLのモデルを作製
– 特性インピーダンス: 1W程度
MIM-TLのTEG
2010/03/01
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MIM-TLの
特性インピーダンス
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Distributed modeling of MIM cap.
33
Modeled as a transmission line
reflection 1-67GHz
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Presentation - 松澤・岡田研究室